为了有效的使用功率器件，有必要了解规格书中的栅极电荷信息。栅极电荷信息一般出现在规格书的两个位置：一、在动态特性的表格中；二、在特性图中展示栅源电压与总栅极电荷特性曲线。本文说明针对MOSFET，但也同样适用于IGBT。
（一） 栅极电容与电荷基本概念
图1展示了MOSFET等效模型，总栅极电阻RG，寄生电容CGD, CGS, CDS，负载阻抗ZL。
图 1 功率MOSFET模型
图2是规格书中的栅极电荷曲线，它显示栅源电压与注入栅极的电荷的函数关系。只要栅极驱动电流流入栅极，电荷就会在栅极中积累。需要注意的是在该函数关系中VDD是一个参量，图1展示了VDD施加的位置。对于不同的VDD值，达到特定栅极电压所需的电荷是不同的。对于给定的VDD，如果将一定数量的电荷注入栅极，电压将上升到一定水平。本文重点介绍充电过程，因为放电过程可以看作充电的反过程。对于特定的电路，采用不同的驱动器以满足不同的充放电要求，但涉及的物理原理是相同的。
图 2 VGS关于栅极电荷函数(@APT Application Note - October 31, 2001)
如图3所示，Qgs是曲线中从原点到第一个拐点的电荷，Qgd是曲线中第一个拐点到第二个拐点的充电电荷，Qg是从原点到曲线上VGS等于峰值驱动电压的点的电荷。
图 3 VGS关于栅极电荷函数(@APT Application Note - October 31, 2001)
图4展示了规格书中的电容曲线，是VDS的函数：Ciss是输入电容，Coss是输出电容，Crss是反向传输电容。就图1模型中的端子间电容而言，Ciss=CGS+CGD，Coss=CDS+CGD和Crss=CGD。Ciss、Coss和Crss随VDS而变化，因为CGD和CDS随VDS的变化而变化。
图 4 典型电容关于vDS的函数(@Infineon Datasheet)
而CGS是恒定的，如图5所示。通过CGD和CDS的电流取决于电容与其电压乘积的时间导数。
图 5 端子间电容关于vDS的函数(@APT Application Note - October 31, 2001)
图3展示了VGS关于栅极电荷的函数。当测量实际完成后，VGS可以作为时间函数绘出，如图6所示，通过时间与电荷的关系两条曲线可以互相转换。在栅极电荷测量中采用恒流栅极驱动。为了确定有多少电荷被注入到栅极中，需要对进入栅极的电流进行积分。对于任何给定的时间段，从该时间段的开始到结束对栅极电流进行积分，决定了在此期间注入栅极的电荷量。如果我们用iG表示栅极电流，Q表示进入栅极的电荷，tb（开始时间）和te（结束时间）表示时间段，方程如下：
当采用恒定电流源时，该方程等效为：
其中Δt为恒定电流的积分区间，即te-tb.通过该简化方程，栅极的恒定电流源可以将电压与时间曲线转化为电压与电荷曲线。此外漏极中的恒定电流消除了测量中引线电感的影响。
图 6 vGS关于时间的函数(@APT Application Note - October 31, 2001)
图6中的四个时间段由VGS和VGD的特征变化来描述。其中t=t0为原点，VT为阈值电压，VPL为VGS中平台的左端，VPR为同一平台的右端，以及VDR——驱动电压的峰值。当驱动电路是电压源时，该峰值是驱动器输出端的标称电势。然而，如图6所示，当采用恒定的栅极电流时，驱动器是一个电流源，栅极电压的峰值被选择为10V，如数据表所述。在栅极电压的峰值处确定总栅极电荷。
（二） 开通过程栅源电压上升的四个阶段
图6中的四个时间阶段将在下文中详细介绍。虽然将充电时间分为四个时段有助于对栅极电荷的理解，但数据表使用前面提到的三个电荷量来描述。图7显示了MOSFET在导通时的开关波形。图7中的时间尺度为us而不是ns，因为设置的栅极驱动恒流源为较小的量级（1mA）,这是测量栅极电荷的标准方法，在该方法中的测试负载为恒流源。
图 7 开通曲线(@APT Application Note - October 31, 2001)
1. 从0至VT（t0至t1）
VGS从0上升至VT；
iD为0；
VDS无变化。
当VGS在这个值范围内时，0<VGS<VT，MOSFET未开启，VDS恒定在电源电压VDD的电平。在时间t=t0，当施加恒定栅极电流时，VGS开始上升。VGS的上升是由CGS和CGD的充电引起的。认为在这种状态下只有CGS被充电是一种误解，因为如果栅极节点的电势上升，那么CGD两端的电压就会发生变化，这需要电荷流入CGD。在VDS值不变的情况下，CGS比CGD大得多，因此流入CGS的驱动电流比流入CGD的驱动电流大得多。当VGS= VT在t = t1时，这段时间内VGS的上升结束。到目前为止，漏极电流还没有开始流动。需要注意的是，CGS不是电压的函数，而CGD是。因此，在这段时间内，CGS是恒定的，但CGD略有增加，这可以从图5中理解。
2. 从VT至VPL（t1至t2）
VGS由VT上升至VPL;
iD开始流动;
VDS开始降低;
Qgs是从时间t0到时间t2注入栅极的电荷。
阈值电压定义为iD开始流动的栅源电压。忽略掉低电平、阈值前的电流。因此在t = t1时，iD开始流动，VDS开始以一定的变化率下降。时间周期在t = t2处结束，第一个拐点出现。
拐点的产生取决于产品CGD·VGD随时间的变化率。更一般的电容电流表达式在这里适用，因为电容CGD是变化的。由于q = Cv，电容器中的电流方程是：
这是当C和v都随时间变化时必须使用的表达式。VGD= VGS - VDS，是iD和ZL的函数。任何iD和ZL的组合，使VDS下降得足够快，进而导致VGD增加，将导致拐点。如前所述，VGD增加意味着它变得不那么负了。理论上，iD实际上在左拐点发生后才会达到最大值，因为CGD中的电流d(CGD·VGD)/dt决定了左拐点的发生。较小的iD值和较大的ZL值可以实现这一点。
3. 从VPL到VPR（t2至t3）
VGS从VPL逐渐上升至VPR；
在某个时刻，iD达到最大值；
VDS在t3时达到最小值；
Qgd是从t2到t3时间段内注入栅极的电荷。
当VGS继续上升直至超过阈值电压VT和平台电压VPL，由于栅极电流转移的电荷的影响，VGS的斜率将显著降低（甚至降低到零）。此时，VGS进入平台区，如图6中的t = t2所示。严格意义上，VGS 平台区的斜率取决于栅极驱动电流在栅-漏电容CGD和栅-源电容CGS之间的分配，而这种分配进一步取决于测试条件或电路条件。如果上升得足够快，平台区的VGS将保持恒定：VGS= VPL =VPR。在这种状态下，VGS斜率为零而持续增加，意味着没有任何驱动电流流入CGS，全部的驱动电流用于增大CGD两端的电压降。如果VGS斜率非零，则意味着部分驱动电流流入了CGS，导致VGS以较慢的速率上升。
在第一和第二时间段内，一部分驱动电流无法避免地流入CGD；然而在第三时间段，通过提供足够的负载阻抗和足够大的输入电阻，有可能使几乎所有的驱动电流流至CGD。也就是说，平台区的斜率取决于CGS、CGD 以及驱动和负载电路元件。然而，无论VGS平台区的斜率如何，当MOSFET完全导通时，到达t3时刻。
在整个第三时间段内，VDS持续下降（意味着VGD上升），同时 CGD增加。当VDS下降到时，VDS停止下降，CGD也停止增加。这里ID 的大写 “I” 表示漏极电流 iD的峰值已经到达，标志着第三时间段的结束，vGS开始以一个新的更高的速率上升。当vGS = VPR 且t = t3 时，到达VGS平台区的右端。
4. 从VPR到VDR（t3至t4）
VGS从VPR逐渐上升到VDR；
iD保持最大值；
VDS保持最小值；
Qg是从t0到t4时间段内注入栅极的电荷.
当VDS降至最小值时，VGS退出平台区，并以一个新的速率上升。此时，由于VDS不变，绝大部分的驱动电流再次流入CGS，但斜率比第一个时间段小，因为此时CGD比第一个时间段大得多，且其值接近CGS。
参考文献：
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[7] Dierberger, Kenneth. “Gate Drive Design for Large Die MOSFETs.” Application Note APT9302. Advanced Power Technology.
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